Разработка приёмника радиолокационной станции обнаружения

Исходные данные для расчёта

1. Выбор и обоснование структурной схемы приёмника

1.1 Определение параметров структурной схемы приёмника

1.1.1 Определение эквивалентных параметров антенны

1.1.2 Расчет полосы пропускания линейного тракта РПрУ

1.1.3 Определение структуры радиотракта

1.1.4 Обеспечение необходимого усиления трактом ВЧ

1.1.5 Обеспечение необходимого усиления трактом НЧ

1.1.6 Окончательная структурная схема приёмника

2. Расчёт усилителя промежуточной частоты

3. Конструкция приемника

Заключение

Список литературы

Введение

Радиолокационный приёмник является составной частью радиолокационных станций, предназначенных для обнаружения, определения координат и параметров движения удаленных объектов (радиолокационных целей). Для извлечения информации используется зондирование пространства радиосигналами, с последующим приемом отражённой от целей электромагнитной энергии, причем информация о целях может содержаться в изменении во времени амплитуды (или отношении амплитуд) и частоты (или спектра) сигналов. Такой способ носит название активной радиолокации с пассивным ответом. Передатчик и приёмник в таких системах, как правило, работают на общую антенну.

Различают РЛС импульсного и непрерывного излучения. В РЛС с непрерывным излучением используются немодулированные и ЧМ колебания. Однако наибольшее применение нашли импульсные приемопередающие радиолокационные станции, излучающие в направлении цели короткие зондирующие СВЧ-радиоимпульсы с фиксированным периодом следования, длительностью импульсов, амплитудой и несущей частотой, что обеспечивает высокую разрешающую способность и точность при измерении дальности. Радиоприемные устройства таких станций служат для приема части энергии излучаемых радиоимпульсов, отраженной от цели.

Исходные данные для расчёта

1. Спроектировать приёмник радиолокационной станции обнаружения

2. Составить и рассчитать структурную схему приёмника.

3. Провести электрический расчёт узла УПЧ.

4. Исходные данные для проектирования:

рабочий диапазон частот:  МГц см

вид сигнала: импульсный мкс

чувствительность: 4∙10Вт

ослабление побочных каналов приёма: дБ

изменение уровня входного сигнала: 60 дБ

уровень выходного сигнала и его изменение: 10 В; 4 дБ

оконечная нагрузка: Rн=100 Ом, Сн=5 пФ

источник электроэнергии: сеть 220 В

условия эксплуатации: Токр= - 10…+40С

5. Узел для конструирования: плата УПЧ

6. Дополнительные требования: использование микросхем

1. Выбор и обоснование структурной схемы приёмника

Существенное улучшение всех показателей РПрУ достигается на основе принципа преобразования частоты принимаемого сигнала - переноса его в частотную область, где он может быть обработан с наибольшей эффективностью. Самое широкое распространение во всех радиодиапазонах получила построенная на этом принципе схема супергетеродинного приемника. Эта схема в настоящее время наиболее совершенна.

Приемники супергетеродинного типа позволяют успешно решать задачи получения требуемой фильтрации принимаемого сигнала, обеспечение заданного усиления, решение проблемы селективности, простоты перестройки, которая обеспечивается с помощью простых колебательных систем преселектора. Относительная широкополосность приемников импульсных сигналов позволяет, как правило, строить такие приемники с однократным преобразованием частоты. Из выше сказанного можно сделать вывод, что построение проектируемого РПрУ целесообразно выполнять по супергетеродинной схеме, наилучшим образом удовлетворяющей заданным техническим требованиям.

Структурная схема приемника с однократным преобразованием частоты: АФТ - антенно-фидерное устройство; ВЦ - входная цепь; СМ - смеситель; Г - гетеродин; ДМ - демодулятор; Н - нагрузка; АРУ - автоматическая регулировка усиления; АПЧГ - автоматическая подстройка частоты гетеродина; ПРД - передатчик.

Амплитуда сигналов, поступающих на вход радиолокационного РПрУ, изменяется в широких пределах, т.к мощность отраженных от цели сигналов обратно пропорциональна четвертой степени расстояния до цели (которое может меняться) и, кроме того, зависит от типа цели и её эффективной поверхности рассеивания. Работа РЛС в реальных условиях сопровождается действием разного рода активных и пассивных нестационарных помех естественного и искусственного происхождения, уровень мощности которых зачастую значительно (на 20. .60 дБ) превышает уровень полезного сигнала, а параметры априорно неизвестны. Воздействие помех еще больше расширяет диапазон изменения сигналов, поступающих в антенну РЛС.

1.1 Определение параметров структурной схемы приёмника

1.1.1 Определение эквивалентных параметров антенны

Проектируемый радиолокационный приемник имеет настроенную антенну, т.е. её сопротивление чисто активно и равно сопротивлению фидера:

Ом

Относительная шумовая температура антенны:

;

где T₀ - стандартная температура приёмника Т₀=290 ⁰ К;

Т_А - абсолютная шумовая температура антенны.

Для нашей приемной антенны примем: Т_А =140 ⁰ К.

1.1.2 Расчет полосы пропускания линейного тракта РПрУ

Для импульсных сигналов полоса пропускания приемника выбирается исходя из получения максимального отношения сигнал/шум на выходе радиотракта. Такая полоса называется оптимальной и определяется как:

 кГц

Ширина полосы пропускания линейного тракта П складывается из ширины спектра принимаемого сигнала П_с, доплеровского смещения частоты сигнала f_д и запаса полосы, требуемого для учета нестабильностей и неточностей настроек приемника П_нс:

Доплеровское смещение:

кГц,

где V_ц - скорость цели относительно антенны РЛС (у нас 600 м/с);

с - скорость света в вакууме.

Запас полосы для учёта нестабильностей:

,

где б_с - относительная нестабильность несущей частоты принимаемого сигнала; при использовании в передатчике кварцевой стабилизации частоты несущей можно получить б_с = (10^-5...10^-6)

б_г - относительная нестабильность частоты гетеродина, которую на данном этапе можно оценить лишь приблизительно. Выбрав транзисторный однокаскадный гетеродин с кварцевой стабилизацией, можно получить б_г=10^-6

б_пр - относительная погрешность и нестабильность настройки контуров тракта промежуточной частоты, принимаем б_пр= (0,0003...0,003);

б_н - относительная нестабильность частоты, вызванная неточностью настройки контуров гетеродина, б_н = (0,001...0,01);

Промежуточная частота выбирается исходя из условий:

МГц

где

S_зкз - заданное ослабление зеркального канала, которое принимаем равным 25 дБ (320 раз);

n - число колебательных систем в преселекторе, n=2,Qк - добротность резонансного контура в ППФ в радиотракте, для обеспечения требований избирательности по зеркальному каналу.

В РЛП миллиметрового и сантиметрового диапазонов промежуточная частота равна либо 30, либо 60 МГц. Выберем промежуточную частоту из стандартного ряда:

f_пр=60 МГц

Частота гетеродина: f_г=f_c-f_пр=7,5-0,06=7,44 ГГц

 =

= 15 МГц

П_нс> (1,2...1,5) ×П_с, следовательно придётся использовать частотную автоматическую подстройку частоты (ЧАПЧ) или фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ).

При использовании ЧАПЧ с К_чапч=10 полоса пропускания приемника:

кГц.

При использовании ФАПЧс К_фапч Þ полоса пропускания приемника:

 МГц.

П_ФАПЧ получилась уже, чем П_ЧАПЧ, поэтому будем использовать ЧАПЧ.

Полоса пропускания:

 МГц

Отношение сигнал/шум связано с флуктуационной ошибкой соотношением:

,

где полоса DF_э = (5. .10) /2p »2

Необходимо учитывать потери в отношении сигнал/шум, возникающие из-за следующих причин:

потери при распространении радиоволн r₁ = 1...3 дБ

потери в антенно-фидерном тракте r ₂ = 1 дБ

потери при амплитудном детектировании r ₃ = 1...5 дБ

потери на квантование r ₄ = 2 дБ (при двухуровневом квантовании)

Суммарный коэффициент потерь: r = Sr_i = 5...10 дБ.

Примем r= 10 (дБ) = 3,16 (раз)

Отношение сигнал/шум с учетом потерь:

(Р_с/Р_ш) `= (Р_с/Р_ш) ×r= 0,45×3,16 » 1,42

Расчет предельно допустимого коэффициента шума:

где:

К_{р. ф.} 0,8 - коэффициент передачи фидера по мощности.

П_ш = 1,1×П = 1,1×0,715=0,786 МГц.

К - постоянная Больцмана К=1,38×10^-23 Дж/К.

1.1.3 Определение структуры радиотракта

АФТ представляет из себя волновод соединяющий антенну с последующими каскадами. Оценим коэффициент шума линейного тракта РПрУ, после чего решим вопрос о включении или невключении УРЧ в состав радиотракта.

Также в радиотракте следует установить устройство защиты УЗ, которое защитит приёмник от протикающей через антенный переключатель из передатчика ПРД 1% мощности излучаемого сигнала (≈10Вт). УЗ представляет из себя полупроводниковый диодный ограничитель.

Коэффициент шума радиотракта без использования усилителя радиочастоты:

Все коэффициенты шума ориентировочно:

Ш_вц=1,3 К_вц=0,8 коэффициент передачи входной цепи

Ш_пч=5 К_пч=8 (при использовании транзисторного ПЧ)

Ш_упч=10

КФ=0,8 коэффициент передачи фильтра

 < Ш_доп=28Þ можно обойтись без УРЧ.

1.1.4 Обеспечение необходимого усиления трактом ВЧ

Обеспечение достаточного усиления радиосигнала трактом ВЧ необходимо для нормальной работы детектора, а так же получения низкого уровня шума.

Основное усиление обеспечивается в тракте ПЧ.

Основными требованиями к усилительным каскадам линейного тракта являются их достаточная устойчивость (возможно меньшее число каскадов) и построение на основе наиболее экономичной и современной электронной базы. Коэффициент усиления линейного тракта:

,

где R_А - активное сопротивление антенны;

U_пр - амплитуда сигнала на выходе УПЧ;

Требуемая амплитуда сигнала на выходе УПЧ определяется амплитудой напряжения, необходимой для нормальной работы детектора: U_вых=1В.

Расчет коэффициента усиления линейного тракта:

Коэффициент передачи по мощности для транзисторного преобразователя частоты

примем равным:

К_Рпч = 8

Амплитуда напряжения на входе УПЧ:

U_вх= 4Р_вх×R_вх = 2×Р_а×К_вц×К_пч×R_вх = 2×4×10^-13×0,8×8×10³ = 0,03 мВ.

Коэффициент усиления УПЧ по напряжению:

К_упч=U_вых/U_вх=1/ (0,3×10^-4) =33,3×10³

1.1.5 Обеспечение необходимого усиления трактом НЧ

Коэффициент передачи диодного детектора K_Д примем равным 0,7. Следовательно, коэффициент усиления видеоусилителя К_ВУ будет равен:

1.1.6 Окончательная структурная схема приёмника

2. Расчёт усилителя промежуточной частоты

Начнём расчёт усилителя в выбора транзистора. Для УПЧ используют высокочастотные биполярные транзисторы.

В качестве транзистора выбираем 2N2478, т.к  МГц. = 120 МГц и выполняется условие  (2-3)

Параметры транзистора 2N2478:

= 200МГц, 0.5= 60МГц, = 30 мА/В, g= 2 мСм, С= 70пФ, g= 6мкСм, С= 8пФ, С= 2пФ, h= 50, Nм= 5дБ, Iкбо= 2мкА.

Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ, т.к ФСИ может дать лучшую избирательность, чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов, создающих основное усиление на ПЧ.

Исходные данные для расчёта:

 = 60 МГц - промежуточная частота,

П= 15.75 МГц - полоса пропускания,

=35×10³ - коэффициент усиления УПЧ,

Особые требования по избирательности по соседнему каналу на предъявляются.

Принципиальная схема каскада с ФСИ.

Расчёт:

Определим величину :

= ;

где  - промежуточная частота,

 - собственное затухание контура,

П - полоса пропускания УПЧ.

d = 0.004, П = 15.75 МГц.

= = 0.03

Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n= 4.

Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним звеном:

,

где  - ослабление на границе полосы пропускания.

 = 3дб.

По графику для = 0.03 и = 0.75 находим параметр .

Из графиков параметр получился равным= 0.9.

Определим разность частот среза:

= =  = 17.5 МГц.

Определим вспомогательные величины yи :

y=

=

y= 1.8

=

По графику находим для = 0.027 и y= 1.8:

Из графиков параметр S= 10.3 дБ.

Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной :

S= n,

где DS - ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой.

S= 4 = 38.2 Дб

Особых требований к избирательности по соседнему каналу не предъявлялось, будем считать, что S= 38.2 дБ нам подходит.

Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального характеристического сопротивления: Wo= 20кОм.

Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам:

m=

m=

 = 20∙10∙6∙10 = 0.121,

= 20∙10∙2∙10 = 401 .

По графикам определяем коэффициент передачи ФСИ для n = 4, = 0.027

Из графика коэффициент передачи ФСИ получился равным, Кпф= 0.75.

Получилось что , то для согласования фильтра с коллекторной цепью параллельно входу фильтра включаем шунтирующий резистор с проводимостью:

См →  Ом

Рассчитаем коэффициент усиления каскада с ФСИ:

Рассчитываем элементы, образующие звенья ФСИ:

где m - соответствует коэффициенту трансформации m,

 - коэффициент связи (0.7-0.9).

Расчёт параметров усилительных каскадов:

Площадь усиления:

,

где  - коэффициент усиления одного каскада (),

 - требуемая верхняя граничная частота ().

Гц

Гц

Определим число каскадов из номограмм, где построены зависимости, отношения площади усиления к верхней частоте усиления , от коэффициента усиления АУ . При этом  - верхняя граничная частота с учётом числа каскадов . в нашем случае равно .

 Гц

Из номограмм видно, что нам потребуется два каскада усиления после каскада ФСИ.

Будем использовать тот же транзистор, что и в каскаде с ФСИ.

Для требуемого усиления (35∙) в УПЧ необходимо 3 каскада. Тогда коэффициент усиления составит:

Напряжение на выходе 3-х каскадного УПЧ с ФСИ составит:

В

Превышением усиления в нашем случае можно пренебречь.

Исходные данные для расчёта усилителя:

П= 15.75 МГц - полоса пропускания,

Гц - верхняя граничная частота с учётом количества каскадов,  - диапазон рабочих температур,